【導(dǎo)讀】低壓差(LDO)調(diào)節(jié)器，或者說任何電路的噪聲源都可以分為兩大類：內(nèi)部噪聲和外部噪聲。內(nèi)部噪聲好比是您頭腦中的噪聲，外部噪聲則好比是來自噴氣式飛機的噪聲。
為什么噪聲源很重要
噪聲重要與否，取決于它對目標(biāo)電路工作的影響程度。例如，一個開關(guān)電源在3 MHz時具有顯著的輸出電壓紋波，如果它為之供電的電路僅有幾Hz的帶寬，如溫度傳感器等，則該紋波可能不會產(chǎn)生任何影響。但是，如果該開關(guān)電源為RF鎖相環(huán)(PLL)供電，結(jié)果可能大不相同。
為了成功設(shè)計一個魯棒的系統(tǒng)，了解噪聲源、其頻譜特性、降噪策略以及目標(biāo)電路對該噪聲的敏感程度至關(guān)重要。
本應(yīng)用筆記還會力圖澄清電源抑制比(PSRR)與內(nèi)生噪聲的區(qū)別，并且說明如何應(yīng)用數(shù)據(jù)手冊中每個參數(shù)的規(guī)格。
噪聲源
低壓差(LDO)調(diào)節(jié)器，或者說任何電路的噪聲源都可以分為兩大類：內(nèi)部噪聲和外部噪聲。內(nèi)部噪聲好比是您頭腦中的噪聲，外部噪聲則好比是來自噴氣式飛機的噪聲。
對于電子電路，內(nèi)部噪聲是指任何電子器件內(nèi)部產(chǎn)生的噪聲，外部噪聲則是指從電路外部傳到電路中的噪聲。
LDO易于使用，但PSRR和內(nèi)生噪聲常常令人困惑。許多情況下，都將二者一起簡單地歸類為噪聲，這是對性能指標(biāo)的誤用，因為這兩種噪聲具有不同的特性，并且用于降低其對系統(tǒng)性能影響的方法也不同。圖1為LDO的簡單框圖，顯示了內(nèi)部噪聲源與外部噪聲源的區(qū)別。誤差放大器決定LDO的PSRR，因而也決定了其抑制輸入端噪聲的能力。內(nèi)部噪聲則始終出現(xiàn)在LDO的輸出端。
圖1. 顯示內(nèi)部和外部噪聲源的簡化LDO框圖
內(nèi)部噪聲
內(nèi)部噪聲有許多來源，各種噪聲源都有自己獨一無二的特性。圖2顯示了一個典型器件的噪聲如何隨頻率而變化，以及各類噪聲對總噪聲的貢獻。從1/f區(qū)到熱區(qū)的躍遷點稱為轉(zhuǎn)折頻率。內(nèi)部噪聲主要有以下幾類：熱噪聲、1/f噪聲、散粒噪聲、爆裂或爆米花噪聲。
圖2. 典型噪聲功率與頻率的關(guān)系
熱噪聲
在絕對零度以上的任何溫度，導(dǎo)體或半導(dǎo)體中的載流子(電子和空穴)會發(fā)生擾動，這就是熱噪聲(亦稱約翰遜噪聲或白噪聲)的來源。熱噪聲功率與溫度成比例。它具有隨機性，因而不隨頻率而變化。
熱噪聲是一個物理過程，可以通過下式計算：
其中：
k表示波爾茲曼常數(shù)(1.38−23 J/K)。
T表示絕對溫度(K = 273°C)。
R表示電阻(單位Ω)。
B表示觀察到噪聲的帶寬(單位Hz，電阻上測得的均方根電
壓也是進行測量的帶寬的函數(shù))。
例如，一個100 kΩ電阻在1 MHz帶寬和室溫下給電路增加的
噪聲為：
1/f噪聲
1/f噪聲來源于半導(dǎo)體的表面缺陷。1/f噪聲功率與器件的偏置電流成正比，并且與頻率成反比，這一點與熱噪聲不同。即使頻率非常低，該反比特性也成立，然而，當(dāng)頻率高于數(shù)kHz時，關(guān)系曲線幾乎是平坦的。1/f噪聲也稱為粉紅噪聲，因為其權(quán)重在頻譜的低端相對較高。
1/f噪聲主要取決于器件幾何形狀、器件類型和半導(dǎo)體材料，因此，要創(chuàng)建其數(shù)學(xué)模型極其困難，通常使用各種情況的經(jīng)驗測試來表征和預(yù)測1/f噪聲。一般而言，具有埋入結(jié)的器件，如雙極性晶體管和JFET等，其1/f噪聲往往低于MOSFET等表面器件。
散粒噪聲
散粒噪聲發(fā)生在有勢壘的地方，例如PN結(jié)中。半導(dǎo)體器件中的電流具有量子特性，電流不是連續(xù)的。當(dāng)電荷載子、空穴和電子跨過勢壘時，就會產(chǎn)生散粒噪聲。像熱噪聲一樣，散粒噪聲也是隨機的，不隨頻率而變化。
爆裂或爆米花噪聲
爆裂或爆米花噪聲是一種低頻噪聲，似乎與離子污染有關(guān)。爆米花噪聲表現(xiàn)為電路的偏置電流或輸出電壓突然發(fā)生偏移，這種偏移持續(xù)的時間很短，然后偏置電流或輸出電壓又突然返回其原始狀態(tài)。這種偏移是隨機的，但似乎與偏置電流成正比，與頻率的平方成反比(1/f2
)。
由于現(xiàn)代半導(dǎo)體工藝技術(shù)的潔凈度非常高，爆裂噪聲幾乎已經(jīng)被消除，不再是器件噪聲的一個主要因素。
外部噪聲
外部噪聲源遠多于內(nèi)部噪聲源，包括以下幾類：
• 耦合到敏感電路中的電磁場。
• 導(dǎo)致壓電材料產(chǎn)生干擾交流電壓的機械沖擊或振動。
• 來自其他電路，通過電源或設(shè)計不佳的PCB布局布線傳導(dǎo)或輻射到電路中的噪聲。
電磁耦合
電磁場可以通過以下一種或多種方法在電路中感應(yīng)噪聲：輻射耦合、容性耦合、感性耦合和傳導(dǎo)耦合。通過適當(dāng)?shù)?/div>
圖8. 噪聲譜密度與輸出電壓的關(guān)系(ADP223)
PCB布局布線和屏蔽技術(shù)，可以降低此類耦合的影響，但
這不在本應(yīng)用筆記的討論范圍之內(nèi)。
壓電效應(yīng)
某些器件，如高容值多層陶瓷電容等，對機械沖擊和振動敏感(即具有顫噪效應(yīng))，這是因為其結(jié)構(gòu)中使用了高介電常數(shù)材料。這些電介質(zhì)具有高壓電性，很容易將微小的機械振動轉(zhuǎn)換為毫伏甚至微伏電平信號。因此，低電平信號鏈電路中不推薦使用高容值陶瓷電容。
雖然薄膜電容不具有壓電性，但它也對振動敏感，這是因為薄膜電介質(zhì)上的任何機械應(yīng)力都會使薄膜厚度發(fā)生細(xì)微變化，導(dǎo)致電容略微增大或減小。電容中存儲的能量是恒定的，因此電壓必須略微改變以適應(yīng)電容變化。能量、電容和電壓之間的關(guān)系可通過下式來描述：
機械應(yīng)力消除后，電容上的電壓回到其原始狀態(tài)。如果機械應(yīng)力是周期性的，則將產(chǎn)生一個小交流電壓。
電源噪聲
電源噪聲和紋波一般是LDO輸出端僅次于內(nèi)部噪聲的最主要噪聲源。根據(jù)噪聲源的頻譜成分，LDO可以大大改善下游電路的電源質(zhì)量。
在許多系統(tǒng)中，來自交流電源或電池的電源由高效率開關(guān)模式電源轉(zhuǎn)換為中間電壓，以便在整個系統(tǒng)中分配。這些中間電壓在使用點被轉(zhuǎn)換為特定電壓。
開關(guān)模式電源的噪聲主要取決于其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和負(fù)載狀態(tài)。頻譜成分可以是從數(shù)Hz到數(shù)十MHz。許多情況下，為了給敏感的模擬負(fù)載供電，需要通過LDO凈化高噪聲電源分配總線。LDO抑制輸入源噪聲的能力取決于其PSRR以及它如何隨頻率而變化。
LDO中的噪聲
LDO的主要內(nèi)部噪聲源是內(nèi)部基準(zhǔn)電壓和誤差放大器。現(xiàn)代LDO采用數(shù)十nA的內(nèi)部偏置電流工作，以便實現(xiàn)15 μA或更低的靜態(tài)電流。這種低偏置電流要求使用高達GΩ級的大值偏置電阻。
基準(zhǔn)電壓噪聲
電阻的熱噪聲定義為Vn = √(4kTRB)，可以看出，電阻對基準(zhǔn)電壓電路噪聲的貢獻可能相當(dāng)大。幸運的是，LDO的基準(zhǔn)電壓不需要數(shù)Hz以上的帶寬，可以利用片內(nèi)無源濾波來
輕松降低該噪聲。
例如，一個源阻抗為0.1 GΩ的帶隙基準(zhǔn)電壓源在10 Hz到100kHz范圍內(nèi)具有407 μV rms的噪聲，將帶寬限制在10 Hz，噪聲可以降低至4.1 μV rms。如果將帶寬降低至1.6 Hz，則基準(zhǔn)電壓源的噪聲貢獻降低至1.3 μV rms。利用一個1 GΩ電阻和一個100 pF電容可以構(gòu)建一個轉(zhuǎn)折頻率為1.6 Hz的單極點RC濾波器。圖3顯示了如何在芯片中實現(xiàn)這樣一個1.0 V超低噪聲基準(zhǔn)電壓源。
誤差放大器噪聲
如果使用低噪聲基準(zhǔn)電壓源，則誤差放大器將成為總輸出噪聲的重要來源。基準(zhǔn)電壓源和誤差放大器的噪聲貢獻不相關(guān)，必須通過均方根方法求和。
圖4所示為一個具有500 mV基準(zhǔn)電壓源的2.5 V輸出LDO示例。基準(zhǔn)電壓源的噪聲為1 μV rms，誤差放大器的噪聲為1.5μV rms，總噪聲為9 μV rms，計算如下：
圖4. 基準(zhǔn)電壓源和誤差放大器的噪聲貢獻(ADP223)
降低LDO噪聲
用于降低LDO噪聲的方法主要有兩種：
• 對基準(zhǔn)電壓進行濾波
• 降低誤差放大器的噪聲增益
某些LDO允許使用外部電容來對基準(zhǔn)電壓進行濾波。事實上，許多所謂的超低噪聲LDO都需要使用外部降噪電容來實現(xiàn)其低噪聲性能。對基準(zhǔn)電壓進行外部濾波的缺點是啟動時間與濾波電容的大小成比例，圖3說明了為什么會如此。連接100 pF電容的節(jié)點被引出，以便連接外部電容。
降低誤差放大器的噪聲增益對啟動時間的影響不如對基準(zhǔn)電壓進行濾波那樣大，因而更容易在啟動時間與輸出噪聲之間權(quán)衡選擇。遺憾的是，對于固定輸出LDO，由于無法接入反饋節(jié)點，輸出噪聲一般無法降低。然而，在大多數(shù)可調(diào)輸出LDO中，很容易接入反饋節(jié)點。
如果誤差放大器的噪聲貢獻大于基準(zhǔn)電壓源的貢獻，則降低誤差放大器的噪聲增益可以顯著降低LDO的總噪聲。確定誤差放大器是否是主要噪聲來源的一種方法，就是比較特定LDO的固定輸出版本與可調(diào)輸出版本的噪聲。如果固定輸出LDO的噪聲遠低于可調(diào)輸出LDO，則誤差放大器是主要噪聲源。
圖5所示為一個2.5 V輸出可調(diào)LDO，R1、R2、R3和C1為外部元件。所選的R3用于將放大器的高頻增益設(shè)置為1.5倍至2倍。某些LDO的相位裕量較低，或者在單位增益下不穩(wěn)定。所選的C1用于將降噪網(wǎng)絡(luò)(C1、R1和R3)的低頻零點設(shè)置在10 Hz至100 Hz范圍內(nèi)，確保1/f區(qū)中的噪聲得到充分降低。
圖5. 降低可調(diào)輸出LDO的噪聲增益
圖6顯示了降噪(NR)網(wǎng)絡(luò)對高壓可調(diào)LDO噪聲譜密度的影響。從圖6可以看出，在20 Hz至2 kHz范圍，噪聲性能提高大約3倍(~10 dB)。注意，兩條曲線在20 kHz以上融合，這
是因為誤差放大器的閉環(huán)增益達到放大器的開環(huán)特性，無法進一步降低噪聲增益。
在同一頻率范圍內(nèi)，PSRR性能也有改善(更多信息參見“改善PSRR”部分)。
圖6. 可調(diào)輸出LDO的噪聲譜密度
LDO數(shù)據(jù)手冊中的噪聲規(guī)格
通常，LDO數(shù)據(jù)手冊通過兩種方式來規(guī)定內(nèi)部噪聲：
• 一定帶寬內(nèi)的總積分噪聲，用μV rms表示(見圖7)
• 噪聲譜密度曲線，噪聲與頻率的關(guān)系用μV/√Hz表示(見圖6)
ADI公司數(shù)據(jù)手冊規(guī)定10 Hz至100 kHz帶寬內(nèi)的總積分噪聲。圖7顯示了10 Hz至100 kHz帶寬內(nèi)ADP223在不同輸出電壓下的總均方根噪聲與負(fù)載電流的關(guān)系。
通常而言，輕負(fù)載下的均方根噪聲較低，因為LDO的帶寬隨著靜態(tài)電流而降低。當(dāng)負(fù)載電流達到數(shù)mA時，LDO以全帶寬工作，噪聲不隨負(fù)載而變化。
圖7. 均方根噪聲與負(fù)載電流和輸出電壓的關(guān)系(ADP223)
圖8所示為ADP223的噪聲譜密度圖，它顯示了10 Hz至100 kHz頻率范圍內(nèi)噪聲譜密度隨輸出電壓的變化情況。
在該帶寬內(nèi)對此圖中的數(shù)據(jù)進行積分可得到均方根噪聲。對于任意頻率范圍，可以使用以下公式來估算均方根噪聲：
其中：
BW = NFU − NFL.
NFL為頻率下限時的噪聲(單位μV/√Hz)
NFU為頻率上限時的噪聲(單位μV/√Hz)
例如，對于圖8中的1.2 V輸出，10 Hz至100 Hz范圍內(nèi)的均方根噪聲約為：
噪聲譜密度測量在足夠高的負(fù)載電流下進行，確保LDO以全帶寬工作，但又不能過高，以至于引起嚴(yán)重的自熱效應(yīng)。對于最大輸出電流為1 A或以下的大多數(shù)LDO，10 mA較為適當(dāng)。
圖8. 噪聲譜密度與輸出電壓的關(guān)系(ADP223)
比較LDO噪聲指標(biāo)
均方根噪聲用單一數(shù)值表示，因此它是用于比較不同LDO性能的一個有用指標(biāo)。然而，進行比較的LDO的噪聲指標(biāo)必須是在相同的測試條件下測得。
例如，在10 Hz至100 kHz范圍內(nèi)，1.2 V輸出的ADP223均方根噪聲約為27.7 μV rms。如果噪聲帶寬降到100 Hz至100kHz，則均方根噪聲降至約26.2 μV rms。均方根噪聲之所以降低，是因為進行的噪聲測量不再包括10 Hz至100 Hz范圍內(nèi)的8.9 μV rms噪聲。
此外還必須留意所考慮的LDO的降噪特性。對于需要外部電容進行降噪的LDO，不使用電容時的噪聲可能比使用電容時高100倍。在要求小尺寸和低成本的應(yīng)用中，出于節(jié)省PCB面積和成本考慮，可能會選擇不需要外部降噪電容，但噪聲略高于需要降噪電容的LDO。
LDO PSRR
LDO的PSRR常常與內(nèi)部噪聲相混淆。簡單地說，PSRR衡量電路抑制電源輸入端出現(xiàn)的外來信號(噪聲和紋波)，使這些干擾信號不致于破壞電路輸出的能力。電路的PSRR定義如下：
其中，VEIN和VEOUT分別是輸入端和輸出端出現(xiàn)的外來信號。
對于ADC、DAC和放大器等電路，該PSRR適用于向目標(biāo)電路內(nèi)部供電的輸入端。對于LDO，輸入電源引腳為調(diào)節(jié)輸出電壓和內(nèi)部電路供電。
PSRR與頻率的關(guān)系
PSRR不是通過單一值來定義，因為它與頻率相關(guān)。如圖1所示，LDO由基準(zhǔn)電壓、誤差放大器、MOSFET或雙極性晶體管等功率調(diào)整元件組成。誤差放大器提供直流增益以便調(diào)節(jié)輸出電壓。誤差放大器的交流增益特性在很大程度上決定了LDO的PSRR。典型LDO在10 Hz時可能具有高達80 dB的PSRR，但在數(shù)十kHz時則可能降至僅20 dB。
誤差放大器增益帶寬與PSRR的關(guān)系如圖9所示。本例已進行高度簡化，輸出電容和調(diào)整元件寄生效應(yīng)被忽略。
PSRR等于60 dB開環(huán)增益的倒數(shù)，直到3 kHz時增益開始滾降。PSRR以20 dB/10倍的速率降低，直到3 MHz時PSRR達到0 dB；對于此后所有更高的頻率，PSRR保持0 dB不變。
圖9. 簡化的LDO增益與PSRR的關(guān)系
圖10的PSRR曲線顯示了表征LDO PSRR的三個主要頻域：基準(zhǔn)電壓PSRR區(qū)、開環(huán)增益區(qū)和輸出電容區(qū)。
圖10. 典型LDO PSRR與頻率的關(guān)系
基準(zhǔn)電壓PSRR區(qū)取決于基準(zhǔn)電壓放大器的PSRR和LDO開環(huán)增益。理想情況下，基準(zhǔn)電壓放大器完全不受電源擾動的影響。實際上，基準(zhǔn)電壓只需要抑制最高數(shù)十Hz的電源噪聲，因為誤差放大器反饋確保在低頻時具有高PSRR。
在大約10 Hz以上的第二區(qū)中，PSRR主要由LDO的開環(huán)增益決定。此區(qū)中的PSRR是誤差放大器增益帶寬(最高為單位增益頻率)的函數(shù)。在低頻時，誤差放大器的交流增益等于直流增益并保持不變，直至達到3 dB滾降頻率。在高于3dB滾降點的頻率，誤差放大器的交流增益隨著頻率提高而
降低，變化速率通常為20 dB/10倍。
在誤差放大器的單位增益頻率以上，控制環(huán)路的反饋對PSRR無影響，PSRR由輸出電容和輸入與輸出電壓之間的任何寄生效應(yīng)決定。在這些頻率，輸出電容ESR和ESL以及電路板布局布線會強烈影響PSRR。為了降低高頻諧振的影響，必須特別注意布局布線。
PSRR與負(fù)載電流的關(guān)系
如“PSRR與頻率的關(guān)系”部分所述，LDO的PSRR取決于誤差放大器反饋環(huán)路的增益帶寬，任何會影響此環(huán)路增益的因素都會影響LDO的PSRR。負(fù)載電流可以通過兩種方式影響PSRR。
在低負(fù)載電流下(通常小于50 mA)，調(diào)整元件的輸出阻抗很高。由于控制環(huán)路的負(fù)反饋，LDO輸出似乎是理想的電流源。輸出電容和調(diào)整元件形成的極點導(dǎo)致輸出阻抗出現(xiàn)在相對較低的頻率，并且往往會提高低頻時的PSRR。低電流時輸出級的高直流增益往往也會提高誤差放大器單位增益
點以下頻率時的PSRR。
在重負(fù)載電流下，LDO輸出不太像是一個理想電流源，調(diào)整元件的輸出阻抗相對較低，導(dǎo)致輸出級的增益降低。輸出級增益的下降使得直流到反饋環(huán)路單位增益頻率范圍內(nèi)的PSRR降低。圖11顯示直流增益隨著負(fù)載電流的降低而顯著下降。從200 mA到100 mA，ADP151的直流增益下降超
過20 dB。
輸出級帶寬因為輸出極點頻率的提高而提高。在高頻時，PSSR似乎應(yīng)當(dāng)隨著環(huán)路帶寬的提高而提高，但實際上，由于總環(huán)路增益的降低，高頻PSRR可能沒有提高。一般而言，輕負(fù)載時的PSRR優(yōu)于重負(fù)載時的PSRR。
圖11. 典型LDO PSRR與負(fù)載電流的關(guān)系(ADP151)
PSRR與LDO裕量的關(guān)系
LDO的PSRR也與輸入到輸出的壓差或裕量有關(guān)。對于固定裕量電壓，PSRR隨著負(fù)載電流的提高而降低，這在重負(fù)載電流和小裕量電壓時尤其明顯。圖12顯示了2.8 V輸出ADP151在200 mA負(fù)載、500 mV和1 V裕量下的PSRR差異。
隨著負(fù)載電流提高，調(diào)整元件(ADP151的P-MOSFET)脫離飽和狀態(tài)，進入三極工作區(qū)，其增益相應(yīng)地降低，這導(dǎo)致LDO的總環(huán)路增益降低，因而PSRR下降。裕量越小，則增益降幅越大。在某些小裕量電壓，控制環(huán)路根本沒有增益，PSRR降至0。
降低環(huán)路增益的另一個因素是調(diào)整元件具有一個非零電阻，或稱RDSON。RDSON包括MOSFET導(dǎo)通電阻、片內(nèi)互連電阻和線焊電阻。RDSON通過LDO的壓差電壓估算。例如，WLCSP封裝的ADP151在200 mA負(fù)載下的最差情況壓差電壓為200 mV，這意味著RDSON約為1.0 Ω。圖13顯示了調(diào)整元件和RDSON的簡化原理圖。
圖12. 典型LDO PSRR與裕量的關(guān)系(ADP151)
負(fù)載電流引起的RDSON上的任何壓降都會導(dǎo)致調(diào)整元件有效部分的裕量降低相應(yīng)的量。例如，如果調(diào)整元件是一個1 Ω器件，負(fù)載電流為200 mA，則裕量將降低200 mV。當(dāng)LDO在1 V或更低的裕量電壓下工作時，估算LDO PSRR時必須考慮此壓降。
改善PSRR
在既定的負(fù)載電流下，LDO的PSRR可以通過多種方式加以改善：
• 讓LDO在至少1 V的裕量下工作。某些LDO，如ADP151等，能夠在低至500 mV的裕量下很好地工作。
• 使用最大負(fù)載電流額定值至少比預(yù)期負(fù)載大1.5倍的LDO。
• 在LDO的輸入端或輸出端增加外部濾波。
• 如果裕量足夠，級聯(lián)兩個或更多LDO。
增加外部濾波以提高PSRR
增加外部濾波可以大大改善LDO電路的PSRR，但是，其代價是電路更復(fù)雜，并且裕量和效率會降低。根據(jù)應(yīng)用不同，可以將額外濾波添加到LDO的輸入端(前置濾波)或輸出端(后置濾波)。
后置濾波常常用于LDO輸出端存在顯著低頻噪聲的場合，如ADP151等現(xiàn)代低噪聲LDO不再需要后置濾波。后置濾波的缺點是濾波器電感的電阻會引起額外的負(fù)載調(diào)整誤差。
當(dāng)必須抑制高頻噪聲時，如開關(guān)轉(zhuǎn)換器的輸出電壓紋波等，增加前置濾波更合適，而且它不會影響負(fù)載調(diào)整。
圖14顯示一個LDO電路同時采用前置濾波和后置濾波，然而，通常情況下僅使用一個外部濾波器。
圖14. 采用外部前置濾波和后置濾波的LDO
濾波器的主要元件是LF和CF，用于設(shè)置濾波器的轉(zhuǎn)折頻率。CD和RD消除LF和CF的諧振。CIN和COUT是用于LDO的典型輸入和輸出電容，但CIN不是必需的。
CF、LF、CD和RD的值可以通過以下方程式來確定：
例如，假設(shè)必須將一個開關(guān)轉(zhuǎn)換器的1 MHz紋波降低至少30 dB，100 kHz至200 kHz的轉(zhuǎn)折頻率應(yīng)當(dāng)足夠。
根據(jù)方程式9，假設(shè)CF= 1 μF、LF= 1 μH，則fC = 160 kHz。
根據(jù)方程式10，CD = 10 μF；根據(jù)方程式11，RD = 1 Ω。
圖15顯示了示例濾波器的響應(yīng)。1 MHz時的衰減約為33 dB，最大峰化約為0.7 dB(81 kHz時)。
電感LF的直流電阻應(yīng)盡可能低，以使裕量降幅最小(對于后置濾波器，則使負(fù)載調(diào)整誤差最小)。電感的飽和電流也必須至少像電路的最大預(yù)期負(fù)載電流一樣高。
圖15. 示例紋波濾波器的響應(yīng)
級聯(lián)多個LDO以提高PSRR
在裕量充足的應(yīng)用中，級聯(lián)多個LDO(如ADP151等)可以大大提高PSRR，同時保持ADP151的低輸出噪聲特性。圖16顯示兩個級聯(lián)LDO的原理圖。旁路電容CIN、COUT和CO等于ADP151數(shù)據(jù)手冊的推薦值，即1 μF。
圖16. 級聯(lián)LDO
所選的LDO1輸出確保LDO2上的裕量至少為500 mV。為獲得最佳性能，LDO1上的裕量至少也應(yīng)為500 mV。圖17比較了一個1.8 V ADP151與兩個級聯(lián)ADP151的PSRR。兩種情況下的負(fù)載電流和裕量均分別為200 mA和1 V。從圖17可以清楚地看出，級聯(lián)兩個LDO可以將寬頻率范圍內(nèi)的
PSRR提高多達30 dB。
圖17. 一個LDO和級聯(lián)LDO的PSRR
比較LDO PSRR指標(biāo)
比較LDO的PSRR指標(biāo)時，應(yīng)確保測量是在相同的測試條件下進行。許多舊式LDO僅說明120 Hz或1 kHz時的PSRR，而未提及裕量電壓或負(fù)載電流。至少電氣技術(shù)規(guī)格表中的PSRR應(yīng)針對不同的頻率列出。為使比較有意義，最好應(yīng)使用不同負(fù)載和裕量電壓下的PSRR典型工作性能曲線。
輸出電容也會影響高頻時的LDO PSRR。例如，1 μF電容的阻抗是10 μF電容的10倍。在頻率高于誤差放大器的0 dB交越頻率時，電源噪聲的衰減與輸出電容有關(guān)，此時的容值特別重要。比較PSRR數(shù)值時，輸出電容的類型和值必須相同，否則比較無效。
LDO總噪聲
內(nèi)部噪聲和PSRR均構(gòu)成LDO總輸出噪聲的一部分。根據(jù)應(yīng)用不同，內(nèi)部噪聲和PSRR二者之一的貢獻可能很重要，或者二者的貢獻均很重要。當(dāng)PSRR和內(nèi)生噪聲對應(yīng)用的整體性能均有影響時，就無法應(yīng)用噪聲的單一數(shù)值。
一個典型應(yīng)用是利用開關(guān)轉(zhuǎn)換器為RF PLL供電。為了抑制來自開關(guān)轉(zhuǎn)換器的紋波，輸出通過一個LDO進行調(diào)節(jié)。LDO的內(nèi)部噪聲會輕微調(diào)制PLL的電源，從而在PLL的輸出端引起相位噪聲。PLL的相位噪聲由VCO頻率偏移引起，與電源電壓有關(guān)，表示為Δf/ΔV，常常稱為VCO的推移增益。
LDO的PSRR可以降低開關(guān)轉(zhuǎn)換器在LDO單位增益頻率以下的噪聲。超出LDO的單位增益頻率時，開關(guān)轉(zhuǎn)換器噪聲由LDO輸出電容或LDO之后的無源濾波進行衰減。未經(jīng)充分衰減的開關(guān)轉(zhuǎn)換器頻率諧波表現(xiàn)為PLL頻率任一端上的雜散。
結(jié)束語
一般而言，LDO噪聲包括兩部分：內(nèi)部或內(nèi)生噪聲以及外部或外生噪聲。
熱噪聲和1/f噪聲是主要的內(nèi)生噪聲源，與LDO的設(shè)計和半導(dǎo)體技術(shù)有關(guān)。
外部噪聲有許多來源，但最常見的是LDO輸入電源的噪聲。
由于LDO具有高增益以確保良好的線路和負(fù)載調(diào)整性能，因此它能夠衰減來自輸入電源的噪聲和紋波，這就是LDO的PSRR。LDO的帶寬有限，因此其PSRR隨著頻率提高而降低。LDO帶寬之外的噪聲無法通過LDO本身進行衰減，可以利用無源濾波器來降低。
(來源：ADI,作者：Glenn Morita)
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